无线通用串行总线的信道状态信息提取和处理

摘 要：无线通用串行总线（W-USB）是基于超宽带（UWB）无线电平台的多频带正交频分复用（MB-OFDM）技术的系统应用。在接收机进行基带信号处理过程中，利用最小二乘估计均衡方法从系统的信道估计序列中快速地提取有效的信道状态信息，并把提取的信道状态信息按比例调节双载波解调器输出的软比特值。实验结果证明，利用信道状态信息调节解调输出的软比特值能提高接收端的解码纠错能力，从而提高系统性能。

0 引言

基于多频带正交频分复用（MB-OFDM）技术的超宽带（UWB）无线电平台可实现速率高达600 Mb/s的高速无线通用串行总线系统[1]。此系统物理层工作频段分为2个频带组：4.2 GHz～4.8 GHz和6.0 GHz～9.0 GHz，并划分为12个带宽为264 MHz的子频带。OFDM符号帧是多频带正交频分复用无线电信号的基本组成单元，每个OFDM符号帧由128个子载波组成。发射端信号以相同的功率发送到多个子载波上，子载波在多径衰落、随机时变的信道传输过程中通常受到不同影响，如信号散射、回波、深度衰落等。这些反映通信链路的信道属性称为信道状态信息。信号在接收端经过频域均衡处理后，不同载波在解调端有不同的信噪比，变化的无线信道使得各个子载波上的数据受到噪声的影响，信道状态信息可作为判断和验证数据可信度的先验性信息。

有不少通信系统利用信道状态信息来提高解码器纠错率性能。参考文献[2]提出在超宽带系统中利用信道状态信息对维特比译码的欧氏距离加权，系统性能提高了3 dB~5 dB。参考文献[3]提出在5 GHz WLAN系统中根据子载波数据的可靠性进行信道状态信息加权，从而实现最大似然维特比译码，提高纠错率。参考文献[4]提出基于协同OFDM技术在地面无线数字视频广播系统应用中将解调的软判断值直接与信道状态信息相乘，使对应子载波上数据的可靠性提高，并大量减少了实现基带的电路。本文从无线通用串行总线系统的信道估计序列中提取信道状态信息，并在接收端按信道状态信息比例值提高双载波[5]的软解调效果，从而提高系统解码的纠错能力。

1 系统模型介绍

无线通用串行总线系统的多个传输模式应用了不同层次的编码和不同类型的复用，以最大600 Mb/s的多模式速率进行传送，图1是系统物理层的发送模型。比特流经过扰码后按传输模式进行编码、交织，接着把这些二进制数据序列映射到复数值星座图上。所产生的复数调制到由快速傅里叶逆变换（IFFT）生成OFDM符号的数据子载波上。信道模型采用了IEEE802.15.3a标准制定的标准超宽带测试信道模型[6]，每个信道模型具有不同的到达率和衰减因素。每个信道模型中有100个现实通信信道，具有相同的平均值和标准偏差的对数遮蔽效应项，并针对超宽带传输信道的模拟准确性提供了不同功率、时间和脉冲响应参数。图2是系统物理层的接收模型。在接收端按信道状态信息比例值调节软解调的输出。

2 信道状态信息提取和处理

2.1 信道均衡

在无线通用串行总线系统物理层汇聚协议所定义的机制中，物理层汇聚协议数据单元以恰当的帧结构分为物理层汇聚协议前导符、物理层汇聚协议包头、物理层服务数据单元。前导符分解成1个包/帧同步序列和1个信道估计序列，如图3所示。信道估计序列用于信道频率响应的估计、精确的载波频率估计、精确的符号定时。协议所定义的时域和频域信道估计序列均作归一化处理以确保包头和数据有相同的平均功率。1个基带信道估计序列由频域序列通过离散傅里叶逆变换产生，并且在最后的时域输出中添加1个0后缀。整个前导符的信道估计序列部分是通过在基带信道估计序列前连续添加4个周期构成，或者通过序列[1 1 1 1]对基带信道估计序列进行扩展得到。因此，信道估计序列由4个OFDM符号帧组成。发射端和接收机在信道估计序列中预储存时域数据，接收机将实际接收的信道估计序列与预储存的数据作比较，由此得到信道的频率响应。

关于OFDM系统的信道均衡方案较多，可以归纳为基于最小二乘法或最优合并准则这两种均衡方法。最小二乘均衡方法不需要任何信道信息的统计，是处理OFDM系统信号均衡的常用方法，并且算法的实现也相对简单。假设

、Rm（k）、Hm（k）分别表示k个OFDM符号帧中第m个子载波的估算发送信号、接收信号和信道频率响应。由最小二乘法可得均衡信号为：

最优合并准则均衡方法有较强的抗噪性能，但需要统计信道信息，算法复杂，并且耗费大量电路。由最优合并准则法可得均衡信号为：

式中，（·）□表示共轭运算，N0=2σ2为噪声方差。

有文献提出使用最小二乘法或最优合并准则均衡法有相近的处理效果，甚至在一些实际应用中有相同效果[2]。此外，为了能让无线通用串行总线系统的基带高速编解码在并行基带处理架构中实现[7]，使时钟频率和芯片硅晶体使用的数量降低，选择了最小二乘均衡快速算法。通过计算信道频率响应的相反数，利用接收的数据与信道频率响应相反数进行相乘，从而在一个复数乘法器中快速地产生均衡信号。为了保持每个接收信道估计序列值的极性，把接收所得的数据和预存在接收机里的信道估计序列值相除，这些预存值共有四种形式：1+j，1-j，-1+j，-1-j。每个除法的计算可分为两个步骤：变换信道估计序列极性和两个只可读数的相加，如式（3）所示。

由于信道线性条件的设定，对接收的数据以时间参数不变形式进行处理。那么，在跳频模式中，相隔的2个信道估计序列使用相同子载波频率，接收机可以对子载波频率相同的信道估计序列采用平均值处理，从而进一步减小高斯噪声的影响。根据时频码的操作要求，对每个信道估计序列数据需要与相同子载波频率的信道估计序列数据进行平均取值，并最后进行倒数处理来还原数据的初始形式，如图4所示。

2.2 信道状态信息

信道状态信息反映信号功率随信道衰落的变化情况，通常通过估计载波位置上的信号功率和噪声功率来获得。本方案是在最小二乘均衡算法的基础上把均衡处理后的信道估计序列CEm（k）r与预储存的序列CEm（k）s的比值取模作为信道状态信息，并与信道频率响应Hm（k）量值成正比，如式（4）所示。这样，信道状态信息的计算就变得比较简单，减少了大量电路的消耗。

~Hm（k）

接收符号的可靠性与对应的解调器输出的软判断相关联，如式（5）所示。利用解调器输出的软比特M（·）与信道状态信息的乘积来增强软判断的可靠性，如式（6）所示，并把此乘积作为接收端解码的输入。此方法可减少维特比解码器计算每条路径相应的输出与输入之间的路径度量，从而节省大量储存器的使用。

结合最小二乘均衡算法可推导软判断值，如式（7）所示，这使得复数乘法取代其除法运算，也简化了相应的归一化运算。

无线通用串行总线系统使用4个OFDM符号帧在不同频带之间进行跳频和时域扩展，每个数据的载波在不同频带传输时有不同的信道状态信息。收集与该数据子载波相关的可靠信道状态信息，利用这些反映信道衰落慢变化的时不变信道状态信息帧能更好地提高接收端的解码效果。此外，系统还把调制产生的2个双载波调制符号分配到2个独立的OFDM符号数据子载波中。这2个数据子载波相隔50个子载波，从而实现频率分集。频率分集能有效地解决信息受深衰落的影响。系统总共使用100个双载波调制符号分配到128点的IFFT模块产生1个OFDM符号帧。每个子载波在OFDM符号帧中所占带宽约4 MHz。则与双载波调制符号相关的2个独立OFDM符号数据子载波相隔的带宽为200 MHz。因此，在不同的OFDM符号帧和OFDM符号帧里两个对应的数据子载波中选择合适的信道状态信息以获得更可靠的软判断值，如式（8）所示。

式中，m为在1个OFDM符号中100个数据子载波的检索值，k是不同的调制方案中软比特值的检索值。

3 系统性能测量

系统在MATLAB平台进行仿真测试，总共使用了20台四核CPU（I3-3240）计算机。系统仿真测试的设置如下：每个物理层服务数据单元含有500个数据包，并使用1 024个字节，天线的噪声参数为6.6 dB，系统的实现损耗为2.5 dB，使用UWB信道模型1（CM1）作为测试信道，对OFDM符号内部导频不作跟踪处理。对识包率的测量水平设定为8%。系统使用定点运算模式进行仿真，严格控制测定时间。使用定点运算有以下设置要求：时频码等于1（TFC=1），5位模数转换器，14位FFT；8位信道估计器，8位均衡器，8位CSI，7位用于比特交织还原器和维特比解码器的输入软判断位。运用两个系统模式进行测试，一个模式使用双载波调制（DCM）[5]，传输速率达480 Mb/s，另一模式使用双载波32QAM调制（DC-32QAM）[1]，传输速率达600 Mb/s。在使用CSI辅助解码的情况下，两个模式的传输距离分别达到4.2 m、3.3 m，相对不使用CSI辅助解码的情况，系统在480 Mb/s和600 Mb/s两个传输模式下传输距离分别提高了0.5 m和0.3 m，如图5所示。

4 结论

针对无线串行总线系统在多径衰落、随机时变的信道中以最大600 Mb/s高速传输的特性，利用此系统中导频符号对信道进行最小二乘估计法快速获取信道状态，并利用信道状态信息调节解调软比特值，使得在维特比译码计算时获得更可靠的软判决，从而提高接收端的解码性能，为系统的高可靠性和高速率通信提供了保障。

参考文献

[1] 杨润丰，李铭钊.多频带正交频分复用系统的双载波32-QAM调制技术[J].微型机与应用，2012，31（8）：58-61.

[2] LI W， WANG Z， YAN Y， et al. An efficient low-cost LS equalization in COFDM based UWB systems by utilizing channel-state-information（CSI）[C]. IEEE 62nd Vehicular Technology Conference， 2005：67-71.

[3] BUTLER M， ARMOUR S， FLETCHER P， et al. Viterbi decoding strategies for 5 GHz wireless LAN systems[C].IEEE 54th Vehicular Technology Conference， 2001：77-81.

[4] WANG Y， GE J， LIU P， et al. A soft decision decoding scheme for wireless COFDM with application to DVB-T[J].IEEE Transactions on Consumer Electronics， 2004，50（1）：84-88.

[5] 杨润丰，陈晓宁，赵健.无线通用串行总线的双载波解调技术[J].计算机工程，2012，38（11）：91-93.

[6] FOERSTER J. IEEE P802.15-02/490-SG3a[R]. IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks（WPANs）， 2003.

[7] 杨润丰，李铭钊.无线通用串行总线的并行基带处理架构[J].电子技术应用，2013，39（4）：99-101，105.